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基于MSP430 Timer_B的DA转换及C语言源程序

发布日期: 2019-02-09 00:17

  虽然目前在国内市场上应用较多的单片机仍然是8位单片机,但是由美国德州仪器(TI)公司推出的16位单片机SH在线编程技术、BOOTSTRAP等诸多先进技术,因此具有很高的性价比,在欧洲市场已得到了非常广泛的应用。虽然MSP430进入国内市场的时间不是很长,但是因其具有以上所述的卓越品质,一进入国内市场就被众多所青睐。其中MSP430F449具有7个工作模式可选8、10、12、16的16位计数器。用其比较模式产生的PWM可以实现

  很多嵌入式的微控制器(microcontroller)应用都需要产生模拟信号。这种情况下往往是采用集成的或者是分立的数模转换器DAC(digital-to-analog converter)来实现。但是采用脉宽调制PWM(pulse-width modulated)信号来实现D/A转换(简写为PWM D/A)也是一种常用的方法。可以用PWM信号产生所需的直流或交流信号。这篇文章以MSP430F449的Timer_B输出的PWM为例来产生一个200Hz的正弦波和一个0.5VCC的直流电平。实际上类似的方法可以用于Timer_A以及MSP430其它型号的单片机。

  PWM信号是一种具有固定周期(T)不定占空比()的数字信号,如图1所示。如果PWM信号的占空比随时间变化,那么通过滤波之后的输出信号将是幅度变化的模拟信号。因此通过控制PWM信号的占空比,就可以产生不同的模拟信号。在MSP430F449中就是采用CCR0来控制周期T,而用与定时器对应的CCRx寄存器来控制可变占空比,进而实现D/A转换。

  基于Timer_B PWM的DAC分辨率就等于计数器的长度,通常是CCR0寄存器的值。PWM DAC的最低有效位是一个计数值,分辨率是总的计数值。

  其中Rcounts是以计数值为单位的分辨率,Lcounts是计数器的总计数值。例如对8-bit DAC,计数器的长度为8 bits,或者256个计数值。那么分辨率也就是8 bits,或者256。

  更一般的情况下,基于PWM定时器和滤波器的PWM DAC的分辨率等于产生模拟信号的PWM信号的分辨率。PWM信号的分辨率决定于计数器的长度和PWM计数器能够实现的最小占空比。用数学表达式如下:

  在这儿,是所需的PWM定时器频率,是PWM信号的频率,也就是DAC的更新频率,n 是所需的比特分辨率。下文即将描述怎样采用8-bit PWM DAC来同步产生一个200Hz的正弦波。由抽样定理可得,最低的抽样频率应该为400Hz。但是通常情况下,PWM信号的频率要远高于Nyquist抽样速率。这是因为PWM信号的频率越高,对滤波器的阶数就要求越低,合适的滤波器越容易实现。通常抽样速率取Nyquist速率的16或者32倍。

  文中的例子是用MSP430F449的Timer_B再加外部滤波器来产生一个200Hz的正弦波和一个0.5VCC的直流电平的。将Timer_B配置为16-bit、up模式。在这种模式下计数器计数至CCR0,然后复位从0开始重新计数。给CCR0赋值255也就意味着计数器的长度为8bits。CCR1和TB1用于产生正弦波,CCR2和TB2用于产生直流电平。输出模式都选为模式7,即PWM复位/置位模式。如图2所示,在这种模式下,复位后每一个定时器的输出都为高电平,直到计数器达到各自的CCRx值时变为低电平,当计数器达到CCR0时再置位。也就是说CCRx的值决定了各自正脉冲的宽带。若CCRx的值是变化的,就可以产生可变宽度的脉冲,下文中的正弦波就是用这种办法产生的;若不变则产生的是固定宽度的脉冲,下文中的直流电平就是这样产生的。最后SMCLK用作Timer_B的时钟源。系统采用32768Hz的钟表晶振,通过采用内部硬件锁频环FLL(frequency-locked-loop),来校准DCO(Digital Control Oscillator)频率为系统提供MCLK/SMCLK时钟。

  用Timer_B PWM实现DAC外围电路比较简单,如图3所示。实际上外围电路就是晶振电路和RC低通滤波器。

  在这个例子中,一个正弦波用32个抽样值生成。正弦波的频率为200Hz,所以每秒要抽样200×32=6400次,也就是说=6.4KHz。每完成一次抽样要计数28,所以所需的时钟频率为。抽样值包含在程序开始的一个正弦表中,通过调用中断函数,在每个PWM周期结束时,将新的正弦波抽样值载入捕获/比较寄存器CCR1中。因此产生的PWM信号的脉冲宽度就决定了正弦波在每一个时刻的抽样值,将这个PWM信号经过低通滤波,即得所需的正弦波。

  直流电平产生比较简单,因为它对应的PWM占空比是一定的。直流电平直接正比于PWM信号的占空比。要产生0.5VCC的直流电平,PWM的占空比显然是50%(考虑到损耗,实际应大一些)。只需要简单地将CCR2的值设置为128,并且无须变化就可以得到50%占空比的PWM信号。将得到的PWM信号通过RC网络进行低通滤波,即可得到0.5VCC的直流电平。

  对两路输出都采用了结构简单的RC滤波器,如图3所示。之所以采用这种结构,一是因为RC滤波器结构简单,二是为了实现低功耗,尽量避免采用有源器件。

  用于交流信号的滤波器是一个双极点级联RC滤波器。如果滤波器阶数过高,可以采用提高的抽样频率的办法来降低滤波器阶数。滤波器的截至频率fc由下式来计算:

  当R2 ? R1时滤波器的响应较好。但是如果截至频率很接近信号带宽边沿,将会导致相当大的衰减。因此为了减小滤波器的衰减,截至频率应该大于信号带宽边沿,但是要远小于PWM信号的频率。

  用于产生直流电平的滤波器仅仅是用来储存电荷的,而不像交流信号滤波器那样用来滤波。因此采用了一个简单的单极RC滤波器。

  用MSP430F449的Timer_B的PWM来产生正弦波和直流电平的程序比较简单,流程如图4所示。MSP430F449自身有FLL,可用它来实现DCO的频率校准。但是DCO的频率只能锁定在ACLK的整数倍上,所以对于没有FLL的器件,或者所需频率不是ACLK整数倍的情况下,要用Timer_A或者其它的定时器进行DCO频率校准,这也就是所谓的“软锁频”。事实上实际的D/A转换常常是一些随时间变化的非周期信号。它们对时钟的精度要求不是很高,因此大多数情况下硬件FLL是可以胜任的。

  MSP430的另外一个特点是用C语言编写程序简单,而且效率较高。本例就采用C语言编写了程序。清单如下:

  //***定义正弦表,并用32个抽样值初始化正弦表,不要用“0”抽样***//

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